京信通信系统职称考试百题复习资料WCDMA部分

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1、. . 续一：3G --WCDMA部分<101~133> 目录 101、为什么说WCDMA无线网络规划中上行链路是覆盖受限,下行链路是容量受限？ 102、什么叫小区呼吸？ 103 、WCDMA的上/下行发射功率规。 104、码分系统的接收灵敏度。 105 、链路的负载因子与负载余量。 106 、3G系统各类业务与承载速率〔RAB〕以及实际吞吐量的对应表。 107 、上行无线容量估算公式。 108 、下行无线容量估算公式。 109 、信令信道复用质量标准。

2、110 、为什幺C网可以用PN码的偏置〔相位偏移〕来区分小区,而WCDMA却要采用扰码？ 111 、C网PN码和WCDMA SC码的规划设置。 112 、PN码空间复用规划。 113 、SC码空间复用规划。 114 、WCDMA功控速率及其优点。 115 、WCDMA的多径接收。 116 、WCDMA切换分类及其与C网切换的比较。 117 、C网与WCDMA网软切换有什幺区别？ 118 、为什么WCDMA硬切换采用压缩模式？它对系统有什幺影响？ 119 、试述RNC间软切换的程序。 120 、何谓射频拉远〔RRH〕。 121 、WCDMA的OVSF码,帧和时隙。 122

3、 、OTSR和STSR。 123 、WCDMA向HSDPA的平滑演进。 124 、WCDMA系统的邻道干扰。 125 、什么是接收机的最大干扰容限。 126 、什么是系统的最小隔离度。 127 、由发射机杂散辐射引起的最小隔离度的计算。 128 、由阻塞干扰引起的最小隔离度的计算。 129 、系统基站间最小隔离度如何保证？ 130 、三阶互调干扰的形成及其特点。 131 、如何分析计算三阶互调干扰的影响？ 132 、室天线口最大功率的限制—基站与移动台之间最小隔离度的保证。 133 、WCDMA无线直放站。

4、 101、为什么说WCDMA无线网络规划中,上行链路是覆盖受限,下行链路是容量受限？ 无线网络规划的目标是根据运营商提出的业务模型,通过一系列理论分析、仿真和预测,获得所需服务区站址设置、设备配置等基本参考数据。 对于任何一个码分系统而言,合理的无线网络规划应该是对覆盖、干扰和容量的折中平衡。 下图为WCDMA无线网络规划的流程示意： 通常以上行链路预算来计算小区覆盖半径。在极限覆盖条件下,移动终端的功率全部用来克服上行链路的路径损耗和热噪声,此时的覆盖半径受限于UE的功率。当然实际的无线环境中还必须保留相应的余量,以克服衰落的影响；由于小区中其它用户的

5、干扰以及多小区环境下相邻小区的干扰,UE还需要留出功率有足够的负载余量〔通常为3dB〕。 下行的情况和上行不同,基站功率除一小部分分配给公共开销信道外,剩余大部分由业务信道共享。这样,就使下行链路的覆盖半径与容量密切相关,绝对地说,所有基站功率全部分配给一个用户使用,其极限半径当然大得多；反之,随着容量增加将使覆盖半径受限。在高用户密度情形下,多用户干扰造成的下行覆盖收缩可能比上行来得快,这时系统成为干扰受限。 WCDMA无线网络规划通常用导频信道强度Ec,和Ec/Io共同决定下行覆盖,导频信道的发射功率是固定的,它的取值是以上行覆盖半径为参考。网络设计要求Ec/Io在－7～－

6、15dB围〔通常为－12dB〕。 102、什么叫小区呼吸？ 小区呼吸效应是指小区覆盖随系统负载而变化的现象,从上行来看,小区覆盖取决于UE发射功率和基站的热噪声,负载增加导致系统热噪声升高,覆盖区相应缩小。 从下行来看,小区的覆盖有两个指标―Ec和Ec/Io决定,前者与负载无关,Ec/Io却与负载有关,因为Io是本小区和邻小区所有信号的总和,负载增加,结果是Ec/Io变坏,小区覆盖就缩小。通常认为,当负载从空载到50％时,Ec/Io下降3～5dB。 小区呼吸效应可以使无线网络负载得到均衡,但也需要在网络设计时给予一定的余量。 103、WCDMA的上/下行发射功率规 3GPP

7、规对WCDMA UE的最大发射功率规定了四个等级,分别为：＋33/+27/+24/+21dBm,在上行链路预算中,通常以第四类＋21dBm为准。 3GPP同时规定了WCDMA基站的发射功率,如下表所列： 基站发射功率〔dBm〕 宏小区 微小区 微微小区 总功率 ＋43 ＋38 ＋24 导频功率 ＋33 ＋28 ＋14 业务信道总功率 ＋42.5 ＋37.5 ＋23.5 104、码分系统接收机的灵敏度。 任何一个码分系统接收机的灵敏度可由下式表示： 式中： KT：热噪声底噪－174dBm/Hz； B ：信道带宽〔Hz〕；

8、 NR ：接收机前端电路噪声系数〔dB〕； ：扩频增益：； ：传输速率； ：接收基带输出端比特能噪比。 其中,前三项由射频信道性能所决定,是线性的；后二项由解调、解码特性所决定,取决于信道传输速率,在计算接收机灵敏度时,可以将上式简化为： 可见,接收灵敏度为信道带宽无关,与密切相关。 对于速率为12.2kb/s的话音业务,在BER不低于的条件下,终端设备灵敏度的最低要求见下表： WCDMA终端接收灵敏度〔dBm/3.84MHz〕 工作频段〔MHz〕 DPCH_Ec<参考灵敏度> 〔参考噪声电平〕 I、 2110～2170 －117 －106.7 II、

9、1930～1990 －115 －104.7 III、 1805～1880 －114 －103.7 不同业务信息速率的上行链路基站接收灵敏度见下表。的不同除了改变以外,需求的也不同。 不同业务下的基站接收灵敏度 项目 单位 12.2kb/s话音 57.6kb/s分组数据流媒体 64kb/s分组数据 128kb/s分组数据 384kb/s分组数据 备注 数据速率 Kb/s 12.2 57.6 64 128 384 业务需求 扩频因子〔SF〕 倍 314.8 66.7 60.0 30.0 10.0 码片速率3.84Mb/s 扩频增益

10、dB 25.0 18.2 17.8 14.8 10.0 10lg dB 4.9 2.5 3.1 1.5 1.0 话音BLER<7×10-3,分组<1×10-2；媒体流<10-3 Ec/Io dB -20.1 -15.7 -14.3 -13.3 -9.0 - 基站接收灵敏度 dBm -120.2 -115.9 -114.8 -113.4 -109.2 105、链路的负载因子与负载余量 码分系统是一个自干扰系统,小区的负荷会改变系统的部干扰,从而影响小区的覆盖。系统允许的负载愈大,链路所需的干扰储备也愈大,而覆盖半径则

11、愈小。 对于上行链路,负载由小区的用户数决定,每增加一个用户,相对于系统增加了一个干扰。所以,在链路预算中需要预留干扰储备,以抵消负载增加形成的噪声上升,该储备即为负载余量。它应该等于－10lg<1-η>,η是网络设计时选取的小区负载。上行干扰储备的典型值是3.0dB,对应于50％上行负载。 对于下行链路,其负载与覆盖的关系比较复杂,因为下行负载不但影响噪声的恶化,而且还影响基站发射功率的重新分配,随着用户的增加,每个用户分得的功率在减少；另外,由于多径效应的影响,增加了一个变量,即正交系数,它与噪声增加有关,参考第101题所述,通常在容量较小时,可以认为覆盖是上行受限,而当负载增加到一定

12、量时,可以认为是下行容量受限。 106、3G系统各类业务与承载速率〔RAB〕以及实际吞吐量的对应表 业务种类 承载速率kb/s 实际吞吐量 Kb/s % 语音 CS 12.2 0.122 35.12 视频会议 CS 64 0.062 17.91 电子 上网浏览 在线游戏 PS 64/64 0.120 34.61 定位业务 短信与彩信 语音媒体流下载 PS 64/128 0.022 6.40 新电影预览 PS 64/384 0.021 5.96 总和 0.

13、347 100 实际吞吐量是指对于一混合型的单用户,其对应承载业务与总业务的比例。 107、上行无线容量估算公式 多小区情况时,极限容量为： 式中,：扩频增益； ：业务激活因子； ：频率复用因子； ：为邻小区与本小区干扰比。 108、下行无线容量估算公式 ：软切换因子； ：所承载业务的激活因子； ：平均每用户单一业务连接所需的下行平均功率； ：开销信道功率； ：总功率。 上述公式为一简单的经验公式,影响下行无线容量的因素有： ①移动台位置,UE愈靠近基站,容量愈大； ②愈小,则用于业务信道功率愈大,容量就高； ③非正交因子β,下行OVSF码正

14、交性愈好,本小区干扰就小,容量就大；通常市区β＝0.6,郊区为0.8； ④邻小区干扰比F愈大,邻区干扰水平愈低,容量就大； ⑤所需愈低,容量愈大,与目标误块率有关,与承载速率有关,也可通过分集等措施降低UE的； ⑥承载业务速率愈高,愈小,容量就低。 109、信令信道复用质量标准 我们已经知道G网的BCCH复用质量标准为： 〔不带跳频〕和 9dB 〔带跳频〕 而C网和WCDMA网信令信道复用的质量标准都为 按此标准,对应于不同的传播损耗衰减指数,G网可以确定频率复用系数k和值；C网可以确定PN码的增量因子Pilot-Inc和信令信道复用值； WCDM

15、A可以确定SC码复用集的规划。 110、为什么C网可以用PN码的偏置〔相位偏移〕来区分小区,而WCDMA却要采用扰码？ 为降低移动设备成本,且充分利用GPS同步技术,C网仅需用一个PN伪随机码序列加上特定的相位偏置即可识别小区和移动台；原理上,相位偏置只要是码片〔chip〕的整数倍即具有正交功能。 而WCDMA由于不采用GPS同步技术,基站的不同步,使它无法像C网那样用一个公共PN码加上相位偏置来区分小区,而必须用不同的扰码〔SC〕来区分小区和移动台。 WCDMA扰码是把两个实数序列〔m序列〕组合而构成的一个复数序列；两个18比特的m序列可以生成个扰码,为使UE搜索系统不太复杂,规

16、从中选择了〔即8192个〕扰码。 111、C网PN码和WCDMA扰码的规划设置 C网PN码规划中,相邻小区的PN偏置最小取64Chips,相当于15.6Km,这样既可以区分相邻小区的信号,又可以防止本小区因多径信号而造成的混淆,由于PN码生成序列为215〔即32768个〕,当最小偏置为64Chips时,总的PN码数应为32768/64＝512个。 在实际工程中,如果PN码偏置64Chips还不够,则通常取64Chips的整数倍,在网络参数设置上称其为PN增量〔Pilot_Inc〕,通常选2,3,4。而WCDMA网扰码共有8192个,共分为512个集合,每个集合包含一个主扰码〔

17、PSC〕和15个辅扰码〔SSC〕,每个小区只能用一个主扰码,而15个辅扰码可以分配给同一个小区的某些物理信道使用,也可以配合未来的智能天线技术使用。 扰码规划的目的是使UE快速,简捷无误地完成小区识别和同步。主扰码主要用于UE的初始接入,小区重选及切换。 112、PN码空间复用规划 条件一：信干比,即： 或 条件二：两个PN码的相位差〔PD〕必须大于两条路径相应的时延〔用码片表示〕,即： 因为 R=r+WA/2 r：小区半径,WA：搜索窗宽度 所以 C网PN码规划举例： 对市区,若r=14km,＝14chips,取n=3.2则可算得 PD≥〔4.1＋14〕×4.

18、62＝83.6 即相邻小区的PN码相位偏置应不小于84chips,也就是说,应取PN增量为2〔Pilor_Inc=2〕 <2×64＝128>84,满足条件> 对郊区,若r=5km,＝14chip,同样取n＝3.2,则PD＝〔20.5＋14〕×4.62＝159.5 这意味着PN码增量因子至少取3 〔3×64＝192>160才能满足〕 113、SC码空间复用规划 与C网一样,扰码SC复用距离也应满足： ,即 同样,对于3扇区模式,还考虑到3G小区半径的不同, ,将上式并入可得： 取n＝3,当＝3时 , k≥160。 计算表明,按3扇区规划,复用集共需3×160＝4

19、80个扰码,尚余512－480＝32个SC用于其它场合。愈大,扰码规划难度也增加,如＝4,则3k＝855>512。 114、WCDMA功控速率及其优点 码分系统功率控制的目的是确保发信功率能满足接收最低质量要求所需的值；上行功率控制是为了克服"远近效应"并延长终端的待机时间；而下行功率控制是为了合理地分配基站功率资源,减少干扰从而增大容量。 为了克服多径快衰落,功率控制应足够快,WCDMA上下行功率控制的速度是1500次/妙,几乎比CDMA上下行功率控制速度快一倍〔800次/妙〕。快速功控将更有效地降低干扰,使容量得到保证。 115、WCDMA的多径接收 多径接收机是码分多址

20、系统核心设备之一,它用来解决多径快衰落和软切换时使用,通常只要两条路径信号间的时延大于一个码片周期〔WCDMA,1chip=0.26μs〕就可以实施多径接收； WCDMA基站可以支持多达8个的相关接收机,而移动台一般可以支持6个相关接收器,一个用于搜索,其余的可以最多同时解调5径信号。 码片速率的提高〔3.84Mb/s〕降低了码片周期,使WCDMA多径接收的分集效果更佳,这一点非常有利于微小区和微微小区接收质量的改善,理论上讲,只要两条路径差≥78米就可以使分集接收得到明显效果。 116、WCDMA切换分类,及与C网切换的比较 CDMA网 WCDMA网 更软切换 两扇

21、区间,绝对门限 两扇区间,相对门限 软切换 两BTS间,绝对门限 两NodeB间,相对门限 软切换 两BSC间*,绝对门限 两RNC间,相对门限 同频硬切换 × 两RNC间〔当Iur未建时〕 异频硬切换 特殊措施** 盲,压缩模式 异系统硬切换 × 盲,压缩模式 * 在BTS与非所属BSC间加少量链路； ** 伪导频技术,缩小第二载频覆盖区等。 117、C网与WCDMA网软切换有什么区别？ 如上图所示,C网的软切换是采用导频的绝对电平作为激活集门限,图中有两个门限参数：T_A

22、DD和T_DROP,前者决定是否把新基站加入激活集,后者决定是否把现有激活集成员删除,当然,无论加入或删除,都有一个时间参数T_TDOP控制。 WCDMA网的软切换在此基础上作了适当的改进,采用导频的相对电平〔的最大值〕作为激活集的门限参数,以收到的与最大的max的差值作为判定准则。它也有两个门限参数：LegAdditionDelta和LegDRoppingDelta,另外还增加了一个激活集大小的控制参数：MaxActiveSetSize。 软切换的主要目标是：把激活集外的有用信号在尽可能短的时间加入激活集,以降低干扰；同时,把激活集的弱信号在尽可能短的时间删除出激活集,还要避免激

23、活集外的弱信号进入激活集,以免造成功率控制误差,而延时对邻小区的搜索时间,并浪费信道资源。 118、为什么WCDMA硬切换采用压缩模式,它对系统有什么影响？ 码分系统的技术特定是连续地低功率发射,移动台没有空闲进行测量,因此,当需要进行硬切换〔无论是异频或异系统的硬切换〕时通常采用盲切换方式,即由数据库来配置指定某目标小区,这样的制定并不是建立在移动台测量报告的基础上,因此往往不一定是最佳目标小区,也降低了成功率。 在C网中,为了提高硬切换的成功率,就采用了一些特殊措施,如：伪导频发射,缩小第二载频服务区,在数据库中设置多个目标小区等技术措施都是为了尽快地实现成功的硬切换。 WCD

24、MA硬切换遇到的问题与C网类似,但它没有采用上述C网中的特殊技术措施,而是引入了基于压缩模式测量的硬切换算法； 所谓压缩模式就是在连续发射模式中挤出一定的时间空隙用以测量。对于实时业务中的移动台通常使用的是降低扩频因子〔一般降低一半〕的方式,这样当然也降低了扩频增益,影响系统的容量。 使用压缩模式,UE可以利用时间空隙来测量导频信号的,也可以测量其它系统,如G网的BCCH信道强度,以帮助确定最佳目标小区。为了使容量降低尽可能降至最小,应使需要测量的目标小区列表愈短愈好。 119、试述RNC间软切换的程序 在WCDMA规中,定义了RNC之间的物理接口Iur,该接口协议的存在,

25、保证了RNC之间的软切换实现,UE感觉不到穿越RNC边界的异常。 ①上报目标小区导频〔CPICH> ②发现NodeB2信号超过激活集门限 ③通知DRNC准备资源 ④提供NodeB2邻小区列表 ⑤SRNC通知UE,更新 ⑥UE表明操作完成 SRNC、DRNC互换角色 120、何谓射频拉远〔RRH〕 射频拉远〔Remote RF Head〕的原理是将基站基带部分的功能保留在施主基站中,而将无线射频部分通过光纤拉到需要覆盖的区域。RRH解决方案适用于城区低业务量室和室外盲区以及郊区/乡村的特殊环境覆盖,其主要优点是： ·光纤能以低损耗作长距离延伸,可用于低成本扩大覆盖；

26、 ·保证信号纯正,干扰少； ·RRH可挂在塔顶,节省机房和馈线投资； ·共享主基站信道板和传输等资源,并支持网管功能； ·在室使用时,光纤比馈线易安装,成本低,损耗小。 RRH占用施主基站的信道单元和扰码资源,能对覆盖区域提供独立的容量。RRH可用于郊区,旅游景点,村庄,特长桥樑,隧道等地区的覆盖,也可用于市区低业务量的室及一些盲点地区的覆盖。因此,RRH方案可以优化WCDMA无线网络的覆盖和容量,是高质量低成本实现WCDMA网络无线覆盖的重要手段。 OVSF1 S1 OVSF1 OVSF1 S2 OVSF2 SC 121、WCDMA的OVSF码、帧和时隙 WCD

27、MA技术是用扰码〔SC〕 来区分小区,如右图所示, 每一个小区的多用户信号分 别经过OVSE码扩频后合并, 然后加扰发出,最后一步的 加扰等于给合并的信号打上 了一个小区的标记,这样移动 台一收到扰码,就可以区别出 自己所在的小区；而不同用户 或各类信道的区分则是由OVSF码来完成的。 OVSF即正交可变长度扩频码,用来区分同一小区下行的不同信道和用户,包括因多种业务的不同承载速率而需要的不同带宽要求,由于同一小区下行方向处于同步状态具有良好的正交性,因而具有很好的抗多址干扰和抗多径干扰的特性。在上行方向,扩频码也是OVSF码和一个扰码的迭加,而因为移动台位置的远近效应,各

28、个UE发出的OVSF码将不同步,不可能再用于区分用户,区分用户的功能只能靠扰码来完成,每一个UE都有自己的扰码。反之,每个UE所用的OVSF码却可以相同。 无论主同步信道和辅同步信道的结构类似,都是10ms一个帧,每一帧分为15个时隙,每个时隙的长度为667μs,相当于2560码片。为了使UE在初始化过程中尽快获得同步,每一个时隙仅在前1/10时间发送一个256码片的突发。 122、OTSR和STSR 在WCDMA无线网络规划初期,OTSR〔下行全向发射,上行扇区接收〕提供了一个解决网络初期容量利用率低的较好方案。三个接收天线可以独立调整,有利于覆盖优化。 当用户增长到接近OTSR

29、站型的容量上限时,可以平滑地向STSR〔扇区发射,扇区接收〕演进,硬件仅需增加两个PA模块即可。 123、WCDMA向HSDPA的平滑演进 在3GPP规发展过程中,WCDMA的基本原理和分析大都是以R99版本为基础的。 R99版本之后的R4版本主要在核心网方面作了重大改进,将信令与承载分离,即将"软交换"的概念引入移动网的核心电路域,原来的MSC被分离成MSC服务器〔MSCS〕和电路域媒体网关〔CS-MGW〕,并定义了与此相关的各类接口,而在无线接入网方面,R4版本几乎没有变化。 R5版本在无线接入网方面引入了频谱利用率更高的接入技术—高速下行分组接入〔HSDPA〕,使WCDMA网

30、能支持更高速率的下行数据业务,在接入网的传输承载协议上,R5版本建议了全IP的网络结构。类似于1xEV-DO。 HSDPA引入的最主要的几项核心技术为： ·自适应调制与编码〔AMC〕 ·混合自动重发请求〔H-ARQ〕 ·快速调度算法 这些核心技术采用抗衰落能力更强的高速调制编码技术,提高了系统的纠错能力,更有效地使用无线资源,从而大增加了下行容量。 124、WCDMA系统的邻道干扰 在已分配的3G主频段,将会有多个运营商独立组网,影响两个FDD系统共存的因素主要是：ACIR：邻道干扰比； 站距d和小区半径R。 邻道干扰比〔ACIR〕取决于

31、接收机相邻信道选择性〔ACS〕以及发信机邻道辐射功率比〔ACLR〕,在数值上, 对于WCDMA系统,性能规如下表： 相邻状况 信道间隔 允许指针值 ACIR ACS ACLR 第一相邻负载波 5MHz 33dB 45dB -32.7dB 第二相邻负载波 10MHz 43dB 50dB -42.2dB 共存时上下行容量损失将随着ACIR值的增大而减小,提高ACIR值的措施一是使区共存的相邻载波间隔加大,例如：10MHz以上；二是提高ACS即中频滤波器选择性,如选用Q值更高的材料等。 125、什么是接收机的最大干扰容限 接收机在特指的频段

32、可容忍的最大干扰信号的电平称为接收机的最大干扰容限。 在带,可接受的最大干扰电平门限一般取接收机的带噪声电平的允许增量和带阻塞特性； 在带外,可接受的最大干扰电平门限一般取接收机带外阻塞特性； 在邻信道,可接受的最大干扰电平门限一般取接收机的邻道选择性。 对于带噪声电平的允许增量,3GPP采用的准则是WCDMA基站接收灵敏度损失为0.8dB,相对应的可接受最大外来噪声电平为－110dBm/3.84MHz。参见第104题有关灵敏度的条目,我们在讨论系统的抗干扰能力即它的最大干扰容限时,因为其它干扰系统的噪声及杂散均以加性白噪声的形式存在于接收机输入端,所以仅需关心由射频信道性能所决定的前

33、三项,即： SR=KT+10lgB+NR =-174dBm/Hz+65.8dBHz+5dB =-103.2dBm<3.84MHz带宽> 按照3GPP标准,当外来干扰SI加入时,如果允许灵敏度恶化0.8dB,则对应的SI应比SR低6.9dB,即为－110.1dBm/3.84MHz。 按此标准计算,我们可以将2G/3G各系统的最大干扰容限列表如下： -80.359 -103.3 -103.3 -98.3 -99.3 -111.3 -111.3 -103.3 -4.7 6.0 -85 -108 -108 -103 -104 -116 -116 -

34、108 0 3.0 -91 -114 -114 -109 -110 -122 -122 -114 6.0 0.97 -92 -115 -115 -110 -110 -123 -123 -115 6.9 0.8 WLAN -101 -95 TD-SCDMA -124 -118 CDMA-2000 -124 -118 WCDMA -119 -113 PHS -119 -113 G1800 -132 -126 G900 -132 -126 C800 -124 -118 SR-SI 〔

35、dB> 16.0 10.0 SR恶化量〔dB> 0.1 0.4 126、什么是系统的最小隔离度？ 最小隔离度,即MCL,是指两个系统需共存或共站时,相互间为了电磁兼容所需要达到的最小隔离度要求。 显然,电磁兼容要因干扰来源不同而异的,因此,在分析最小隔离度要求时可以因宽带杂散辐射干扰而引起,也可因强干扰阻塞而引起,当干扰源为多载频时,还可以因互调干扰而引起,我们将在下面几题中逐一介绍。 另外,当移动台渐渐靠近基站时,由于路径衰耗减小,使基站噪声抬高,也有最小隔离度的要求。 127、由发射机杂散辐射引起的最小隔离度的计算 式中

36、：—干扰系统杂散辐射指针〔其频率位于被干扰系统接收频段〕； —带宽转换； —干扰系统指标测试带宽； —被干扰系统接收〔中频〕带宽； —接收机允许的最大干扰容限 ； —被干扰系统接收机灵敏度〔射频部分〕； —按允许恶化的指针计算所得的dB数。 〔例如：允许下降0.8dB,即表示x=6.9dB〕 下表所列分别为2G和3G各系统杂散辐射指针及计算所得MCL值。 128 由阻塞干扰引起的最小隔离度的计算。 此时,MCL≥Pt-SB 式中 Pt—干扰系统发射的主信号功率电平 SB—被干扰系统接收机抗阻塞干扰指针 下表所列分别为2G和3G系统阻塞干

37、扰指针及其相应的MCL值。 上表所要求的MCL值可以由插入的滤波器〔共站时〕和/或天线间距〔共存时〕来满足。 128、由阻塞干扰引起的最小隔离度的计算 此时,MCL≥Pt-SB 式中 Pt —干扰系统发射的主信号功率电平； SB —被干扰系统接收机抗阻塞干扰指针。 下表所列分别为2G和3G系统阻塞干扰指针及其相应的MCL值。 129、系统基站间最小隔离度如何保证？ ·在工程上,应按第12

38、8和129题所计算的两个MCL值中取高者即为所需的MCL值。 ·当共站时,需加装滤波器使其阻带衰减达到上述MCL值。 ·对于共存情况,此MCL值可用来计算两系统天线间的最小间距〔保护距离〕。 工程上,MCL值由下列四个因素分摊： ①馈线损耗：指基站收发信机到天线端口的馈线长度所带来的附加损耗。 ②天线方向性附加损耗：指因为天线采用定向天线时由方向性增益或前后比带来的附加增益或损耗,极端情况〔指两个定向天线相对或相背〕可在＋16dB～－40dB变动。 ③天线间距可按自由空间传播模式计算。 ④滤波器附加损耗,通常共站时主要由滤波器附加损耗值来满足MCL值,而当共存时,如果计算得的天线

39、间距尚不够大,则限需加滤波器来保证。 举例：当一个G网基站周围需要安装PHS站时： 首先：查表得知PHS基站对G网的最低MCL应为95dB<当PHS杂散辐射指标符合STP-28第二版标准低于2.5μW/300kHz时>； 然后：假定G网天线为全向,PHS天线为定向,两站馈线各15米,由馈线和天线方向带来的附加隔离度为20dB； 再次：我们计算未加滤波器时,两站的最小间距d： <95-20>=32.5+20lgf+20lgd <取f=1900MHz> 可得d = 10-1.15≈71米 最后：如果两站址最大距离只有15米,计算需要插入滤波器的衰减指标。当d=15

40、米时,两站间附加损耗为61.5dB,应在PHS输出端插入Φ对G网接收频段的衰减为：95－20－61.5＝13.5dB。 130、三阶互调干扰的形式及其特点。 分析系统间互调干扰情况时,首先应了解清楚构成三阶互调的频率关系,只有特定的组合才会对某一系统的接受信号构成互调干扰。 下面列表中,我们将三阶互调I型和II型的各种可能组合包括在。 三阶I型即 2f2-f1 和 2f1-f2 三阶II型即 f1＋f2－f3 f2＋f3－f1 f1＋f3－f2 鉴于三阶互调干

41、扰的特点是将发信频谱扩大了三倍,即系统工作带宽愈宽,互调干扰的危害性也愈大。因此,在分析互调干扰时,尽可能按运营商的实际工作频段来分析,而不应该将G网或WCDMA网的整个频段为基础来分析。例如,对G900和G1800应分别标为G900/G900和G1800/G1800来分析；而对于WCDMA,由于目前尚未分配给运营商,我们暂以其整个频段分析, 下表为2G和3G系统间可能产生的三阶互调干扰组合 G1800 G1800 G900 C800 8 G1800 G1800 G900 C800 7

42、 G900 PHS G1800 G900 6 G900 G1800 G1800 G900 5 G900 G1800 G1800 C800 4 C800 PHS G1800 G900 3 C800 PHS G1800 C800 2 C800 G1800 G1800 C800 1 被干扰接收频率〔UL/RX> 第三干扰信号〔DL/TX> 第二干扰信号〔DL/TX> 第一干扰信号〔DL/TX> NO

43、 WCDMA<1950-1980> PHS G1800 17 G1800 PHS G1800 16 WCDMA<1920-1955> PHS G1800 G1800 15 WCDMA<1955-1980> PHS G900 C800 14 WCDMA<1920-1940> G1800 G900 C800 13 PHS G1800 G900 C800 12 PHS G1800 G900 C800 11 G

44、1800 PHS G1800 G1800 10 G1800 G1800 G900 C800 9 131、如何分析计算三阶互调干扰的影响 按列表可见,只有当多系统共存时,才可能出现以上互调干扰的可能。 接下来的问题是如何将干扰信号的幅度折合到互调干扰规指标中。 例如,某发信机有源功放的互调指标被称-36dBm<2×22dBm>时,此指标表示当输入两个等幅的＋22dBm功率时,其三阶互调产物低于－36dBm,或者说相对电平为－58dBc。如右图所示： p1

45、 p2 +22dBm 2f1-f2 f1 f2 2f2-f1 按三阶互调干扰的特性,在功放特性 曲线的线性段,当输入信号增加XdB 时,输出信号也增加XdB,而三阶互调 －58dBc 产物增加3XdB,信号与三阶互调产物 的相对电平应增加为2XdB。 仍以上例 所述指标,当输入增加到2×30dBm -36dBm 时〔此值不应大于额定输出功率值〕, 三阶互调产物电平应增加到 〔－36＋3×8〕＝－12dBm； 或者说相对电平为〔－58＋2×8〕＝－42dBc。 实际工程中,干扰信号到达功放输入端口不可能是等强度的,此时,

46、应按平均值作为计算基准。 例如,当一个输入仍为＋22dBm,另一个为＋12dBm时,我们可以取其均值 <22+12>/2=17dBm 为计算基准, 则三阶互调产物应为〔－36－3×5〕＝－51dBm, 相对电平应为〔－58－2×5〕＝－68dBc, －〔51＋17〕＝－68dBc。 132、室天线口最大功率的限制—基站与移动台之间最小隔离度的保证 室天线口最大功率受限于天线端口和终端设备之间的最小耦合损耗〔MCLm〕。 按3GPP规,此值分别为： 宏站：70dB 微站：53dB 室微微站：45dB 但由图可见,当MCLm=45dB时, 尚引起9dB的噪声提

47、高；因而 在对室天线口功率计算时, 希望将MCLm提高到65dB,此时, 由UE最小发射功率所引起的噪声电平的增量将可忽略不计。 MCLm值由两部分组成：移动台到室天线的空间损耗L1和天线到基站接收机的天馈系统损耗L2。 因为上下行天馈系统损耗相等,所以L2＝基站发射功率－天线口发射功率； L1空间损耗应按照天线间垂直隔离度损耗计算： L1+L2≧65dB 基于平面理论的传播模式,其传播损耗公式适用场合有一个限制,即 d ≧5 如奥村模式 h1＝200米,故d适用围为1～20KM, 同样,如果以1米取值来计算

48、空间损耗,我们也不能直接用自由空间传播模式来计算,而是如图所示计算两个天线的垂直隔离度。 假定两个天线都是全向无增益天线,则它们间的空间隔离损耗应为 L1=28+40lgd/λ =28+40lg0.7/0.15 =28+26.8=54.8dB 由此,可算得室天线口最大功率应为 54.8dB+<33dBm-天线口功率>≧ 65dB 天线口功率max≤ 54.8＋33－65 =22.7dBm 133 、WCDMA无线直放站 无线直放站的构成及功能与C网直放站并无太多的差异。在"百题答疑"第54题所讨论的天线直放站对施主基站的噪声抬高的分析仍有参考价值,但也有一些变动。 ①允许的基站噪声增量ΔNBTS应从0.97dB降为0.8dB,此时,对应的直放站增益比基站到直放站的传播损耗,即 应为9dB〔而不是8dB〕 ②直放站接收施主天线和覆盖天线之间的隔离度,最小也应比直放站放大增益高10～15dB,以免直放站自激。 ③直放站主要设计参数参考值应为 Ec：-70～－80dBm,≥－7～－9dB。 26 / 26