C650立式机床电气系统的设计【全套设计含CAD图纸】

资源目录里展示的全都有，所见即所得。下载后全都有,请放心下载。原稿可自行编辑修改=【QQ：401339828 或11970985 有疑问可加】 基于新的调速电机电流控制方法的高性能电流源PWM逆变器供电异步电动机 摘 要 本文提出了一种只有测量转子角速度和当前所需的电机控制的高性能矢量控制电流源PWM逆变器供电的异步电动机(PWM-CSI)。新颖的方法为补偿电容电流的电机的过滤器和阻尼振荡的电机电流提出了瞬态条件。此方法通过仿真验证了有效性。 一、介绍 迅速发展的动力学和微电子近年来实现了使用感应机在高性能电动机驱动的应用。在低、中等容量水平感应电动机驱动的变速通常使用一个PWM电压源逆变器(PWM-VSI)。然而,切换电压产生高的斜坡电压定子绕组,导致了轴承是否绝缘的问题。一个可行的解决办法是使用PWM逆变器的电流源(PWM-CSI)(图1)。两个电压和电流的机器几乎是正弦因此电压应力机器绕组低。 PWM逆变器的电流源C滤波器插入在负载方面减少谐波电流。由于电容电流的过滤电机电流引用不准确,这可能导致性能不稳定问题。一些基于测量负载电容电压的方法[l,2]可用来解决这个问题。然而,稳定状态方程的负载过滤和电容电流可以不用通过测量来补偿。 另一方面,C过滤器和机器感应系数形成谐振电路刺激尤其是当电机电流都改变了。一些基于测量电机的电压或电流的方法[3,4],已经提出了用于抑制电机电流振荡中的瞬态条件。然而,PWM-CSI驱动电机电流测量不需要自干路上的过流保护可以检测直流电流传感器。所以,最好使用控制方法是不需要电机电流的测量的,因为在这种情况下,电机电流传感器可以完全消除。 现在的工作控制系统中的PWM-CSI驱动正在研发中。当原型的5千瓦和100千瓦已经建成时早期的行侧变换器[5、6]也在研究中。最终的目标是在最低硬件要求下开发高性能马达驱动。 拟议的矢量控制系统中实现面向转子磁链参考帧。没有任何测量的电容式电流补偿的负载过滤器结合稳定状态方程和电机负载过滤器。同时,一种新的方法为降低电机电流振荡提出了瞬态条件。该方法基于组合的动力学方程,电机负载过滤器,不需要任何测量。然而,速度传感器包括获得驱动也运行得很好接近零速度。 二、矢量控制的电流源PWM逆变器供电的异步电机驱动 图1显示了主电路的电流源PWM逆变器供电的异步电机驱动。Llif和Clif的电感、电容滤波和Usup线的供应电压。 Clof是负载的滤波电容。线和负载桥梁是相同的。两个桥路有六个可控开关如延误晶体管(IGBTs)。IGBTs 反并联二极管的电量的模块也显示如图。由于这些二极管和非常低的反向电压阻塞能力的IGBTs,额外的二极管需要被连接在系列有晶体管。一个平滑的电感(Ldc)由两个电路联系。 在PWM-CSI驱动线转换器是用来控制交流电流。函数的行转换器是用来同步供应电压。通过改变调制指数中的行交流电压的电路,即交流电流,是可以控制的。在线电压参考帧活动和无功功率转换器的行可以简单地控制与实际和和虚轴零件的供应电流矢量[5,6]。行过滤器采用无功功率可以补偿控制系统[5,6]。 定子电流产生负载转换器。在恒转矩区域和成线性正比定子频率削弱区域；过滤器采用电容电流负载是成正比的定子频率。 三.基于载流子的矢量控制系统 矢量控制方法的AC马达控制与直流电机相像具有独立渠道通量和转矩控制。图2(a)展示了矢量控制系统中实现载流子参考框架是基于间接矢量控制方案[7]。应该指出的是,控制系统中的行转换器在图中没有显示。线转换器控制的详细描述可以在[5,6]中找到。 电磁转矩的感应电动机的转子-通量导向的参考框架可以写成 式中p为极对数的数量，Lm 为磁化电感，Lr为转子自感，为转子磁化电流，isy为在转子磁链坐标系统的基础上的虚轴组件的定子电流矢量。低于名义转子速度不变和电磁转矩进行控制isy,其中引用值是速度控制器的输出。高于名义转子速度参考价值的磁化电流与定子频率成反比。磁化电流可以通过与实轴组件的定子电流矢量isx控制,载流子参考框架,如下: 图 2 a) PWM-CSI载流子运行参考帧的矢量控制。 b) 相位差电机电流补偿。 c)振动电机电流的结构阻尼。 在间接矢量控制系统的转子磁链角以测量转子位置角计算，参考价值的偏角用如下的方式表示: 如果角转子速度w是可衡量的,如图2(a)、(c)可以写成 转子磁链角必须转换成逆变器当前参考矢量固定坐标。参数mr是指基于转子磁链的参考帧。在拟议的矢量控制系统只有转子角速度和电流测量交流需要电机控制。测量交流当前需要调制器实现[8、9]在这两个转换器的直流连结电流控制在线转换器。直流电流的当前参考价值产生于负载转换器如下: 其中常数c ≥ 1，即为了保持调制的线性区域，交流当前的大小应该等于或大于逆变器的长度当前参考向量。 电机电流相位误差补偿 图2(a)控制系统存在是定子电流参考向量不能实现准确的问题因为负载电容电流过滤器的电容电流。组合的稳定状态方程的负载过滤和电容电流可以不通过任何测量而补偿。接下来,方程推导需要补偿控制。定子电压方程感应电动机在静止参照系可以表达为： 式中σ是由此产生的泄漏常数。负载滤波电容器的电压可以写成 负载电容电流可表示为 通过替换(8)到(7),产生的方程(6)( (Us= Ulofc)得到下列表达式: 当(9)表示使用大量的转子参考帧，有： 通过求解(10)得到下列等式: 式中。通过式（11），稳定状况下得滤波器结果可见: 当(12)在数量上表现为直接和正交轴组件时有： 以及 式中定子电流组件的参考值和转子磁化电流可用。在不断变化的区域，式13可写成 提出的补偿方法显示在程序框图中形式在图2(b)取代了在图2(a)中周围的破碎的线。 四.抑制电机电流振荡 负载的滤波电容和电感降低形成谐振电路的机器受到激励，尤其是当电机电流引用都改变了。要解决这个问题的一个解决方案是使用联合的动力学方程,电机负载过滤器。 通过考虑在(11)的动态定子电流矢量得出： 其中动态转子的磁化电流不包括在(16)中，因为的变化比慢得多，同时也因为通常转子的磁化电流保持常数。当(16)在数量上表现为直接和正交轴组件时有： 以及 然而,因为在实践中真正的定子电流不能一步反应电流的引用、修改(过滤)，当前引用和都用于(17)和(18)。拟议中的阻尼方法显示在框图形式在图2(c),替换在图2(a)周围的破碎的线。一个示例过滤的定子电流的参考离散情况下是图3所示改变定子电流参考价值后时间tk。参考值的实现开始在时间tk + l因为有一个时间间隔计算延迟。之后,由原来的参考值在四个时间间隔后可计算出结果。对单片机实现(17)和(18)离散有： 以及 其中 图3 过滤的定子电流引用示例 在离散的平均值修改实现定子电流引用一段时间间隔期间应该使用总结点，显示如图2(c)。可表示为： 最后, 根据图3修改后的当前参考值可以写成： 这种模拟是基于参数表1。然而,由于表面效果定子电阻的共振频率的负载过滤器(360 Hz)是大大超过表中所示。因此,三倍表中所给的值已应用于仿真模型。该模型中建造了离散形式密切类比与将来的单片机实现。这个模式已经构建使用单位值。基本值为 图4显示了仿真结果的方法,在这种方法中,提出了阻尼y轴组件的定子电流参考向量突然变了。定子电流引用被过滤如图3所示。离散时间间隔在Δt (19)-(24)是200µs。图4(a)展示了A相定子电流当阻尼方法，通常不使用。图4(b)显示使用阻尼数值模拟方法。可以看到,建议用当前的振荡阻尼方法可大大降低。 图5显示了仿真结果的整个矢量控制系统。引用值显示断开的线,可通过实线算出。提出的控制方法的无功功率补偿被过滤和阻尼负载使用的定子电流振荡。磁化电机的启动大概在10毫秒。参考价值的转子磁链率保持在一定值为了保持在一个可接受的水平。转子磁链最终的值的在不断地变化区域设置为0.9 p.u。然后, 在100 ms的参考价值角度转子速度从0变成名义值(0.96 P.u。)和250 ms P.u 0.7。最后,在350ms的负载转矩从0变成名义值(0.71 P.u。)。速度控制器的输出是限于1.5 p.u。根据图5(b)和5(d)可以看到,定子电流跟随定子电流,引用的振荡定子电流低。 表1-仿真参数 ------------------------------------------------- 定子相电压Usn 230v 定子电流Isn 16A 轴功率 Pn 7.5kw 磁化电感Lm 80mH 定子漏感Lsl 4.5mH 转子漏感Lrl 4.5mH 定子电阻[50Hz]Rs 0.6Ω 转子电阻[50Hz]Rr 0.7Ω 惯性矩J 0.1kgm2 摩擦常数B 0.01Nms 极对数P 2 额定转速nN 1440r/min 负载的滤波电容Clof 22.5μF 交流电感 Ldc 20mH 线滤波电容Clif 22.5μF 滤器电感llif 1.2mH 线路滤波电阻[50Hz]Rlif 0.1Ω ----------------------------------------------------- 五、结论 本文中, 讨论了控制PWM逆变器供电的异步电机的电流源驱动。该控制系统实现了在转子转向参考帧。新方法补偿无功功率负载得出的过滤器和阻尼定子电流振荡还没有提出任何的措施。仿真模型的测试显示卓越的稳定性能和瞬态条件。 参考文献 [ I ] J. 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